一、rcd吸收电路原理分析：
反激式开关电源的原理是：Q1导通时，T1原边储存磁能。Q1关断时，T1次边释放之前储存的能量。
Q1关断时，由电感电流不会突变的特性，原边励磁电感的电流因Q1关断而失去继续流动的通路，电压上升，其产生的感应电动势将会很高以致Q1击穿损坏。加入RCD吸收保护电路后，感应电动势使二极管D正偏导通(开关电压被吸收二极管所嵌位，约为1V左右)，励磁电感储存的能量为电容C充电、被电阻R消耗，由电容端电压不会突变的特性，感应电动势的幅度被限制在不大的数值范围内，避免Q1击穿损坏。
为了简化，其他的元器件已去掉，工作过程：Vin是整流之后的直流脉动电压，当开关管Q1关断时，漏极电流迅速下降，变压器原边电流给Cds充电，D1导通。由于C1容值远大于Cds，所以Lk释放的能量主要给C1充电。
由于电容电压具有不能突变的特性，且电容值越大电压变化率越小，因此C1的存在，降低了开关管漏源电压尖峰值，减小了开关管电压变化率，电源的EMI也就较好。
当绕组中的电流反向时，D1截止，C1充电结束，此时C1通过R1放电，C1吸收的漏感能量通过R1来消耗。
二、rcd吸收电路设计
1、测量主变压器的初级漏感电感量Lr
这两种钳位电路均是为了吸收漏感的能量以降低主开关管的电压应力，既然是吸收漏感的能量，显然我们要知道变压器的漏感能量有多大。然而，需要知道漏感能量有多大，需要知道漏感多大，因此第一步我们就要测量变压器的漏感Lr。
2、计算漏感能量E
E=1/2*Lr*Ipk2
3、确定Vcmax或Vtvs
一般我们至少要给MOS电压应力留有10%的裕量，保守情况留有20%的裕量，尤其是没有软启动切功率相对较大的电源里，这里我们取20%的裕量。所以就有Vcmax（Vtvs）=80%*Vdsmax-√2*Vinmax。
4、确定△Vc，Vcavg，Vcmin（TVS方案无此步骤）
RCD电路中C1两端电压是变化的，主开关关断时漏感能量迅速将其充电至Vcmax，然后通过R慢慢放电到Vcmin。这个△Vc一般我们会设计在10%-15%Vcmax左右。有了△Vc即可得到Vcavg，Vcmin。
5、确定R2大小
在第二步中我们已经计算出了漏感能量，假设我们的漏感能量全部被转移到C1（或被TVS消耗掉）中，那么R2上必然消耗掉这些能量。当然，漏感的能量不会全部转移到C1中或被TVS消耗掉，但是作为一个理论设计指导，此假设是合理的（假设误差由实际测试结果来调整）。
所以，Vcavg2/R=E*f
由此式即可计算出R2的大小，亦可得出R2的功率要求，一般要保证R2的功率要大于此功率（E*f）的1.5-2.5倍。若为TVS则，TVS的功率也要和电阻的功率要求一样，要大于1.5-2.5*E*f。
6、确定C1的大小
由第五步中的假设，可知：E=1/2*C1*（Vcmax2-Vcmin2）所以C1大小可求出。至此我们分析了R2，C1，ZD1（TVS）的设计流程，还有R1和D1的要求了。
7、R1可以改善EMI，同时限制D1的反向恢复电流，小功率电源中常用。
一般我们会选取几十Ω左右，当然功率越大，Ipk越大，此电阻的损耗越大，所以要取的越小，大功率此电阻取几Ω即可，甚至不要此电阻。大功率电源中慎用此电阻。
功耗要大于Ipk2*R1
8、D1一般用快恢复或超快恢复二极管
二极管电流电压按一般裕量原则1.5Ipk，1.5Vcmax即可，功耗要求大于1/2*Ipk*Vf（DCM模式），CCM模式1/2*Ipk替换为初级平均电流即可，主要还是看此二极管的发热量。关于D1用慢管的运用，一定要配合好R1且在小功率场合。
上面介绍了反向恢复慢的二极管（1N4007) 应用于 RCD钳位线路的诸多好处： 效率高、钳位电压低、抑制振铃、有助于减小 EMI 等等 ........ 那么是不是 1N4007 那里都可以用呢 ？
1. 由于反向恢复时间长，1N4007上的反向电流相对会大、发热也多，尤其是在开机、过载或是输出短路的时候。相对的电源可靠性要差， 所以在小功率的场合用的比较多 ~
2. 反向恢复的时间不能太长。只能用 Trr 大概是 2us左右 的 1N4007。（PI 的资料上讲）规格书上没有指定反向恢复时间的二极管不能用。
3. 在频率比较高、CCM模式占空比大的情况下要格外注意。 一旦二极管反向恢复太慢，在还没有完全截止的时候， MOS再次导通。会有可能造成二极管损坏，进而破坏整个电源系统。
下面总结了一下不同开关速度的二极管用于 RCD钳位电路的性能对比。
rcd吸收电路参数
